Wein bridge-oscillator

I denne veiledningen vil vi lære om Wein Bridge Oscillator som ble utviklet av en tysk fysiker Max Wien. Den er opprinnelig utviklet for å beregne kapasitansen der motstanden og frekvensen er kjent. Før vi går videre til den videre inngående diskusjonen om hva som faktisk Wein Bridge Oscillator og hvordan den brukes, la oss se hva som er Oscillator og hva Wein Bridge Oscillator er.

Wein Bridge Oscillator:

Som i forrige opplæring av RC Oscillator, kreves en motstand og kondensator for å produsere en faseforskyvning, og hvis vi kobler en forsterker i inverterende spesifikasjon og kobler forsterkeren og RC-nettverk med en tilbakemeldingstilkobling, begynner utgangen fra forsterkeren å produsere en sinusformet bølgeform ved svingning.

I en Wien bridge-oscillator brukes to RC-nettverk over en forsterker og produserer en oscillatorkrets.

Men hvorfor skal vi velge Wien-brooscillator ?

På grunn av følgende punkter er Wien-brooscillatoren et klokere valg for å produsere sinusformet bølge.

Det er stabilt.
Forvrengningen eller THD (Total Harmonic Distortion) er under kontrollerbar grense.
Vi kan endre frekvensen veldig effektivt.

Som fortalt før har Wein Bridge-oscillatoren to-trinns RC-nettverk. Det betyr at den består av to ikke-polare kondensatorer og to motstander i høydepass- og lavpassfilterformasjon. En motstand og en kondensator i serie derimot en kondensator og en motstand i parallellformasjon. Hvis vi konstruerer kretsen, vil skjematikken bare se ut som denne: -

Som tydelig sett er det to kondensatorer og to motstander brukes. Både RC-trinn som fungerer som høypass og lavpasfilter koblet sammen som er et produkt av et båndpasfilter som akkumulerer frekvensavhengigheten av to ordretrinn. R1- og R2-motstanden er den samme og C1- og C2-kapasitansen er den samme.

Wein Bridge Oscillator Output Gain og Phase Shift:

Det som skjer inne i RC-nettverkskretsen i bildet ovenfor er veldig interessant.

Når lavfrekvens påføres, er den første kondensatorreaktansen (C1) høy nok og blokkerer inngangssignalet og motstår kretsen for å produsere 0-utgang, derimot, Samme ting skjer på en annen måte for den andre kondensatoren (C2) som er koblet i parallell tilstand. C2-reaktansen er blitt for lav og omgår signalet og produserer igjen 0 utganger.

Men i tilfelle en middels frekvens når C1-reaktansen ikke er høy og C2 er reaktansen ikke er lav, vil det gi utgang over C2-punktet. Denne frekvensen referert til som resonansfrekvens.

Hvis vi ser i dybden inne i kretsene, vil vi se at reaktansen til kretsen og kretsens motstand er lik hvis resonansfrekvensen oppnås.

Så det er to regler som brukes i et slikt tilfelle når kretsen leveres av resonansfrekvensen over inngangen.

A. Faseforskjellen mellom inngang og utgang er lik 0 grader.

B. Siden det er i 0 grader, vil effekten være maksimal. Men hvor mye? Det er tett eller nøyaktig 1/3 ^rd av inngangssignalets størrelse.

Hvis vi ser utgangen fra kretsene, vil vi forstå disse punktene.

Resultatet er nøyaktig samme kurve som bildet viser. Ved lav frekvens fra 1Hz er utgangen mindre eller nesten 0 og øker med frekvensen ved inngang opp til resonansfrekvensen, og når resonansfrekvensen er nådd, er utgangen på sitt maksimale toppunkt og synker kontinuerlig med økningen av frekvensen og igjen det produserer 0-utgang med høy frekvens. Så det passerer tydeligvis et visst frekvensområde og produserer utdata. Derfor ble det tidligere beskrevet som frekvens-pålitelig variabel bånd (frekvensbånd) passfilter. Hvis vi ser nøye på faseskiftet til utgangen, vil vi tydelig se 0 graders fasemargin over utgangen med riktig resonansfrekvens.

I denne faseutgangskurven er fasen nøyaktig 0 grader ved resonansfrekvensen, og den startes fra 90 grader til å reduseres med 0 grader når inngangsfrekvensen økte til resonansfrekvensen er oppnådd, og deretter fortsetter fasen å avta ved sluttpunktet på - 90 grader. Det er to begreper som brukes i begge tilfeller. Hvis fasen er positiv, kalles den Phase Advance og i tilfelle negativ kalles den Phase Delay.

Vi vil se resultatet av filtertrinnet i denne simuleringsvideoen:

I denne videoen brukes 4.7k som R i både R1 R2 og kondensatoren 10nF brukes til både C1 og C2. Vi brukte sinusformet bølge over trinnene, og i oscilloskopet viser den gule kanalen inngangen til kretsene, og den blå linjen viser utgangen fra kretsene. Hvis vi ser nøye ut, er utgangsamplituden 1/3 av inngangssignalet, og utgangsfasen er nesten identisk med 0 graders faseforskyvning i resonansfrekvens som diskutert tidligere.

Resonansfrekvens og spenningsutgang:

Hvis vi vurderer at R1 = R2 = R eller samme motstand brukes, og for valg av kondensator C1 = C2 = C brukes den samme kapasitansverdien, vil resonansfrekvensen være

Fhz = 1 / 2πRC

R står for motstand og C står for kondensator eller kapasitans, og Fhz hvis resonansfrekvens.

Hvis vi vil beregne Vout til RC-nettverket, bør vi se kretsen på en annen måte.

Dette RC-nettverket fungerer med vekselstrømssignaler. Å beregne kretsmotstand i tilfelle AC i stedet for å beregne kretsmotstand i tilfelle DC er litt vanskelig.

RC-nettverk skaper impedans som fungerer som motstand på et påført AC-signal. En spenningsdeler har to motstander, i disse RC trinnene er de to motstandene First filter (C1 R1) impedance og the Second filter (R2 C2) impedance.

Siden det er en kondensator som er koblet til enten serier eller i parallell konfigurasjon, vil impedansformelen være: -

Z er symbolet på impedans, R er motstanden og Xc står for kondensatorens kapasitive reaktans.

Ved å bruke samme formel kan vi beregne impedansen til første trinn.

I tilfelle det andre trinnet, er formelen den samme som å beregne den parallelle ekvivalente motstanden,

Z er impedansen, R er motstanden, X er kondensatoren

Den endelige impedansen til kretsene kan beregnes ved hjelp av denne formelen: -

Vi kan beregne et praktisk eksempel og se resultatet i slike tilfeller.

Hvis vi beregner verdien og ser resultatet, vil vi se at utgangsspenningen vil være 1/3 av inngangsspenningen.

Hvis vi kobler to-trinns RC-filterutgang til en ikke-inverterende forsterkerinngangspinne eller + Vin-pinne, og justerer forsterkningen for å gjenopprette tapet, vil utgangen produsere en sinusformet bølge. Det er Wien brosvingning og kretsløpet er Wein Bridge oscillator krets.

Arbeid og konstruksjon av Wein Bridge Oscillator:

I bildet ovenfor er RC-filteret koblet over en op-amp som er i en ikke-inverterende konfigurasjon. R1 og R2 er motstand med fast verdi, mens C1 og C2 er en kondensator med variabel trim. Ved å variere verdien på de to kondensatorene samtidig, kan vi få riktig svingning fra et lavere område til det øvre området. Det er veldig nyttig hvis vi vil bruke Wein bridge-oscillatoren til å produsere sinusformet bølge med forskjellig frekvens fra et nedre til det øvre området. Og R3 og R4 brukes til tilbakemeldingsgevinst for op-amp. Utgangsforsterkningen eller forsterkningen er svært pålitelig av de to verdikombinasjonene. Da de to RC-trinnene faller utgangsspenningen på 1/3, er det viktig å gjenopprette den tilbake. Det er også et klokere valg å få minst 3x eller mer enn 3x (4x foretrukket) gevinst.

Vi kan beregne gevinsten ved å bruke forholdet 1+ (R4 / R3).

Hvis vi igjen ser bildet, kan vi se at tilbakemeldingsbanen til operasjonsforsterkeren fra utgangen er direkte koblet til RC-filterets inngangstrinn. Ettersom det to-trinns RC-filteret har en egenskap på 0 graders faseforskyvning i resonansfrekvensområdet, og direkte koblet til op-amp positiv tilbakemelding, la oss anta at det er xV + og i negativ tilbakemelding påføres samme spenning som er xV- med den samme 0-gradersfasen skiller op-amp de to inngangene og utelukker det negative tilbakemeldingssignalet, og på grunn av det fortsetter når utgangen som er koblet over RC-trinn, begynner op-amp å svinge.

Hvis vi bruker en høyere slew rate, kan høyere frekvens op-amp utgangsfrekvensen maksimeres med et stort beløp.

Få høyfrekvente op-forsterkere er i dette segmentet.

Vi må også huske som i forrige RC-oscillatoropplæring vi diskuterte om belastningseffekten. Vi bør velge op-amp med høy inngangsimpedans mer enn RC-filteret for å redusere belastningseffekten og sikre skikkelig stabil svingning.

LM318A
LT1192
MAX477
LT1226
OPA838
THS3491 som er 900 mHz High seed op-amp!
LTC6409 som er 10 Ghz GBW Differensialforsterker. For ikke å nevne dette krever spesiell tilleggskrets og eksepsjonelt god RF-designtaktikk for å oppnå denne høyfrekvente utgangen også.
LTC160
OPA365
TSH22 Industriell op-amp.

Praktisk eksempel på Wein Bridge-oscillator:

La oss beregne en praktisk eksempelverdi ved å velge motstand og kondensatorverdi.

I dette bildet, for RC-oscillatoren, brukes en 4,7 k motstand for både R1 og R2. Og en trimmer kondensator som har to poler inneholder 1-100nF for C1 og C2 trimming kapasitet. La oss beregne svingningsfrekvensen for 1nF, 50nF og 100nF. Vi vil også beregne forsterkningen av op-amp som R3 valgt som 100k, og R4 valgt som 300k.

Som beregning av frekvensen er lett med formelen

Fhz = 1 / 2πRC

For verdien av C er 1nF og for motstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 33,849 Hz eller 33,85 KHz

For verdien av C er 50nF og for motstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 677Hz

For verdien av C er 100nF og for motstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 339Hz

Så den høyeste frekvensen vi kan oppnå ved å bruke 1nF, som er 33,85 kHz, og den laveste frekvensen vi kan oppnå med 100nF er 339Hz.

Den forsterkning av op-amp er 1+ (R4 / R3)

R4 = 300k

R3 = 100k

Så gevinsten = 1+ (300k + 100k) = 4x

Op-amp vil gi 4x forsterkning av inngangen over den ikke-inverterte "positive" pinnen.

Så ved å bruke denne måten kan vi produsere variabel frekvensbåndbredde Wein Bridge Oscillator.

Applikasjoner:

Wein Bridge Oscillator brukt i et bredt nivå av applikasjoner innen elektronikk, fra å finne den nøyaktige verdien av kondensatoren. For å generere 0 graders fasestabil oscillatorrelatert krets, på grunn av lavt støynivå, er det også et klokere valg for forskjellige lydkvalitetsnivåer applikasjoner der kontinuerlig svingning er nødvendig.